参考链接1: 【硬件学习笔记003】玩转电压基准芯片：TL431及其他常用电压基准芯片
参考链接2: TL431工作原理、经典应用电路、输出产生真的的原因分析
参考链接3: 如何确定开关电源TL431反馈回路的参数
参考链接4: 反激电源——TL431及光耦反馈电路计算（不涉及环路补偿）

  在此感谢各位前辈大佬的总结，写这个只是为了记录学习大佬资料的过程，内容基本都是搬运的大佬博客，觉着有用自己搞过来自己记一下，如果有大佬觉着我搬过来不好，联系我删。

1、TL431内部结构

TL431规格书链接

  TL431三个引脚分别为：阴极(CATHODE)、阳极(ANODE)和参考端(REF)，参考电压为2.5V。

  下图为内部原理图（ANODE为阳极，CATHODE为阴极），由一个2.5V的精密基准电压源、一个电压比较器和一输出开关管等组成，参考端的输出电压与精密基准电压源Vref相比较，当参考端电压超过2.5V时，TL431立即导通。需要深入研究的可以分析下，这里暂时就不分析了，我只是需要会用就ok了。

2、TL431参数介绍

  通过手册可以得知TL431以下参数：


  TL431应满足正常的运行条件，电压K极电压不得高于36V，正常工作电流不得小于1mA，不得高于36V。
  在具有足够电压余量 ($\ge 2.5V$) 和阴极电流 ($I_{KA}$) 的情况下，TL431 会强行将基准引脚的电压控制在2.5V。但是，基准引脚不能悬空，因为它需要 IREF ≥ 4µA，这是因为基准引脚会被驱动到 NPN中，后者要有基极电流才能正常工作。

3、开关电源中TL431各部分参数取值计算

  TL431以及光耦电路是反激的副边反馈类型电路中的常见应用，这里先贴一个原理图：

  其反馈工作原理为：当副边的输出电压升高时，TL431的REF点采样电压也会升高（因为R1、R2值是确定的，电压升高，REF处的电压也会随之升高），使得TL431的导通量增加，同时光耦内部的发光二极管流过的电流也增大，进而使得光耦三极管导通量增加，与之相连的电源IC电压反馈引脚VFB电压降低，经过IC内部的逻辑控制，使控制开关MOS的引脚输出占空比降低，输出电压也就降低了。反之，当副边输出电压降低，其工作原理相反。

3.1、$R_2$取值

  查询TL431规格书：

  可以看到基准输入电流范围为2~4μA，这里我们取3μA进行计算，采样电阻上的电流是基准电流的至少100倍，这样才不会影响采样电阻上的电压，所以有：
$$\frac{2.5V}{R_2}\ge 100\ast 3\mu A$$
可以计算出$R_2\le \frac{2.5V}{100\ast 3\mu A}$即$R_2\le 6.25k\Omega$；
  这里我们$R_2$取4.7$k\Omega$，假设输出电压$V_o=5V$，那么根据手册中

  计算出$R_1$取4.7$k\Omega$（这里因为公式后半部分+的太小，所以通常计算时候都忽略了）

3.2、$R_{bias}$取值

  TL431是一个芯片，$R_{bias}$是为TL431提供死区电流而设计的。虽然还有光耦那一路在给TL431供电，但光耦也有电流很小的时候，所以$R_{bias}$必须在光耦电流接近为0时，还能为431正常供电。
  光耦的发光二极管压降一般为1.1V左右（具体以光耦规格书为准），由于在极限时光耦的电流接近0，所以$R_D$上基本无压降，则$R_{bias}$两端压降也为1.1V。下图数据手册中可以得知$I_{KA}$=1~100mA；

$$\frac{1.1V}{R_{bias}}\ge 1mA$$即$R_{bias}\le \frac{1.1V}{1mA}$即$R_{bias}\le 1.1k\Omega$，一般取几百欧姆至$1k\Omega$（一般取$470\Omega$或$1k\Omega$）较为常见；

3.3、$R_D$取值

  $R_D$取值要从芯片端开始说起，这里我们以常见电源芯片UC3842为例，芯片的第1脚，在内部由一个1mA的电流源，所以为了保证其工作，则光耦的光敏三极管端至少要在最大时，可以达到1mA，如果在最大的时候都达不到1mA，就有可能出问题。

  在计算前，我们先看光耦规格书的一些参数——传输比：

  假设，选的是EL817A的光耦，传输比为$0.8-1.6$，光敏三极管端流$1mA$时，则发光二极管端需要流过$1mA/0.8=1.25mA$。注意这个$1.25mA$，是在极限的时候能达到$1.25mA$，也就是在TL431的KA极两端电压为$2.5V$时，光耦流过$1.25mA$。【REF极的电压越高则TL431$V_{KA}$的阻抗越小（也就是KA两端电压越低）；$V_{KA}$两极电压，不会低于内部基准$V_{ref}$，也就是最低时为$2.5V$】
$$\frac{5V-1.1V-2.5V}{R_D}\ge 1.25mA$$$$R_D\le \frac{5V-1.1V-2.5V}{1.25mA}$$即$$R_D\le 1.12k\Omega$$
  从下图光耦的规格书中我们可以知道，光耦最大可以流过的电流只有60mA：

  因为输出$V_O=5V$，那么$V_O’=5V+$，这里取$5.3V$，根据TL431内部框图，CATHODE与REF相差一个PN节（三极管饱和时，CATHODE比REF高0.7V，这里0.7V是指硅管），当开关电源工作时，CATHODE比REF至少大0.7V，根据经验取1.5V——1.7V，即$V_K$端比$V_{REF}$端电压高1.5V至1.7V，因为$V_{REF}=2.5V$，所以$V_K$=2.5V+1.5V至1.7V=4V至4.2V。

  通过查看光耦规格书，可以了解到$V_F$=1.2V至1.4V，这样通过$V_K$求出$V_{光耦发光二极管阳极}=4V至4.2V+1.2V至1.4V=5.2V至5.6V$。

$$\frac{5V-1.1V-2.5V}{R_D}\le 60mA$$$$R_D\ge \frac{5V-1.1V-2.5V}{60mA}$$即$$R_D\ge 23.3333\Omega$$

  综上所述：$23.3333\Omega \le R_D\le 1.12k\Omega$

3.4、$R_1$取值

  从下图光假设输出电压$V_O=5V$，因为$V_{REF}=2.5V$，所以根据分压原理，可求出$R_1$的值：
$$R_{REF}=\frac{R_1}{R_1+R_2}\ast V_O$$所以有$$R_1=\frac{R_O\ast R_2}{V_{REF}}-R_2$$即$$R_1=\frac{5V\ast 4.7k\Omega }{2.5V}-4.7k\Omega =4.7k\Omega$$

3.5、$R_F$、$C_F$取值

  有的电路设计中为提升低频增益，用一个电阻和一个电容串接于TL431控制端和输出端，来压制低频（100Hz）纹波和提高输出调整率，即静态误差，目的就是提升相位，要放在带宽频率的前面来增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少，电阻和电容的频率越低，其提升的相位越高，当然最大只有90 度，但其频率很低时低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5 初，约提升相位78 度。根据计算，一般选用104电容或104电容与1K电阻串联。（具体计算比较复杂）
  一般选用104电容或104电容与1K电阻串联。